การกำหนดค่า flyback เป็นโทโพโลยีที่ต้องการในการออกแบบแอปพลิเคชัน SMPS ส่วนใหญ่เนื่องจากรับประกันการแยก DC เอาต์พุตออกจาก AC เมนอินพุตอย่างสมบูรณ์ คุณสมบัติอื่น ๆ ได้แก่ ต้นทุนการผลิตต่ำการออกแบบที่ง่ายกว่าและการใช้งานที่ไม่ซับซ้อน ตัวแปลงฟลายแบ็ครุ่น DCM กระแสต่ำซึ่งมีข้อกำหนดเอาต์พุตต่ำกว่า 50 วัตต์นั้นใช้กันอย่างแพร่หลายมากกว่าตัวแปลงกระแสไฟสูงที่ใหญ่กว่า
มาเรียนรู้รายละเอียดพร้อมคำอธิบายที่ครอบคลุมในย่อหน้าต่อไปนี้:
คู่มือการออกแบบที่ครอบคลุมสำหรับตัวแปลง Flyback DCM ความถี่คงที่ออฟไลน์
โหมดการทำงานของ Flyback: DCM และ CCM
ด้านล่างเราจะเห็นการออกแบบแผนผังพื้นฐานของตัวแปลงฟลายแบ็ค ส่วนหลักในการออกแบบนี้ ได้แก่ หม้อแปลง, มอสเฟ็ทไฟสลับ Q1 ที่ด้านหลัก, วงจรเรียงกระแสสะพานที่ด้านทุติยภูมิ D1, a ตัวเก็บประจุกรองสำหรับการทำให้เรียบ เอาต์พุตจาก D1 และขั้นตอนควบคุม PWM ซึ่งอาจเป็นวงจรควบคุม IC
การออกแบบฟลายแบ็คประเภทนี้อาจมี CCM (โหมดการนำไฟฟ้าต่อเนื่อง) หรือ DCM (โหมดการนำไฟฟ้าไม่ต่อเนื่อง) ของการทำงานตามวิธีการกำหนดค่าพลังงาน MOSFET T1
โดยทั่วไปในโหมด DCM เรามีพลังงานไฟฟ้าทั้งหมดที่เก็บไว้ในหม้อแปลงหลักที่ถ่ายโอนผ่านด้านทุติยภูมิทุกครั้งที่ MOSFET ถูกปิดในระหว่างรอบการเปลี่ยน (เรียกอีกอย่างว่าระยะเวลาบินกลับ) ซึ่งนำไปสู่กระแสด้านหลักที่มีค่าศักย์เป็นศูนย์ ก่อนที่ T1 จะสามารถเปิดได้อีกครั้งในรอบการสลับถัดไป
ในโหมด CCM พลังงานไฟฟ้าที่จัดเก็บไว้ในระบบปฐมภูมิจะไม่ได้รับโอกาสในการถ่ายโอนหรือเหนี่ยวนำอย่างเต็มที่ผ่านทุติยภูมิ
เนื่องจากแต่ละพัลส์สวิตชิ่งที่ตามมาจากตัวควบคุม PWM เปิด T1 ก่อนที่หม้อแปลงจะถ่ายโอนพลังงานที่เก็บไว้ทั้งหมดไปยังโหลด นี่หมายความว่ากระแสไฟฟลายแบ็ค (ILPK และ ISEC) ไม่ได้รับอนุญาตให้ไปถึงศักย์เป็นศูนย์ในแต่ละรอบการสลับ
เราสามารถเห็นความแตกต่างระหว่างสองโหมดการทำงานในแผนภาพต่อไปนี้ผ่านรูปแบบรูปคลื่นปัจจุบันในส่วนหลักและรองของหม้อแปลง
ทั้งโหมด DCM และ CCM มีข้อดีเฉพาะซึ่งสามารถเรียนรู้ได้จากตารางต่อไปนี้:
เมื่อเทียบกับ CCM วงจรโหมด DCM ต้องการกระแสไฟฟ้าสูงสุดในระดับที่สูงขึ้นเพื่อให้แน่ใจว่ามีกำลังไฟที่เหมาะสมที่สุดในด้านที่สองของหม้อแปลง ในทางกลับกันต้องการให้ด้านหลักได้รับการจัดอันดับที่กระแส RMS ที่สูงขึ้นซึ่งหมายความว่า MOSFET จะต้องได้รับการจัดอันดับที่ช่วงที่สูงกว่าที่ระบุ
ในกรณีที่จำเป็นต้องสร้างการออกแบบโดยมีช่วงของกระแสอินพุตและส่วนประกอบที่ จำกัด โดยปกติจะเลือกโหมด CCM fyback เพื่อให้การออกแบบใช้ตัวเก็บประจุตัวกรองที่ค่อนข้างเล็กกว่าและลดการสูญเสียการนำไฟฟ้าบน MOSFET และหม้อแปลงไฟฟ้า)
CCM เป็นที่นิยมสำหรับสภาวะที่แรงดันไฟฟ้าขาเข้าต่ำกว่าในขณะที่กระแสไฟฟ้าสูงกว่า (มากกว่า 6 แอมแปร์) การออกแบบที่อาจได้รับการจัดอันดับให้ใช้งานได้มากกว่า กำลังไฟ 50 วัตต์ ยกเว้นเอาท์พุตที่ 5V ซึ่งข้อมูลจำเพาะของวัตต์อาจต่ำกว่า 50 วัตต์
ภาพด้านบนแสดงการตอบสนองปัจจุบันที่ด้านหลักของโหมดฟลายแบ็คและความสัมพันธ์ที่สอดคล้องกันระหว่างรูปคลื่นสามเหลี่ยมและรูปสี่เหลี่ยมคางหมู
IA บนรูปคลื่นสามเหลี่ยมแสดงถึงจุดเริ่มต้นที่น้อยที่สุดซึ่งอาจเห็นเป็นศูนย์ในช่วงเริ่มต้นของช่วงเวลาเปิดสวิตช์ของ MOSFET และระดับสูงสุดในปัจจุบันที่สูงขึ้นอย่างต่อเนื่องในขดลวดปฐมภูมิของ หม้อแปลงไฟฟ้า ในขณะนั้นจนกว่า MOSFET จะเปิดอีกครั้งในระหว่างโหมด CCM ของการทำงาน
IB อาจถูกมองว่าเป็นจุดสิ้นสุดของขนาดปัจจุบันในขณะที่ มอสเฟ็ท สวิตช์เปิดอยู่ (ช่วงตัน)
ค่าปัจจุบันที่ปรับให้เป็นมาตรฐาน IRMS สามารถมองเห็นได้ว่าเป็นฟังก์ชันของ K factor (IA / IB) บนแกน Y
สิ่งนี้อาจใช้เป็นตัวคูณเมื่อใดก็ตามที่ต้องคำนวณการสูญเสียเชิงต้านทานสำหรับจำนวนรูปคลื่นที่หลากหลายโดยอ้างอิงรูปคลื่นสี่เหลี่ยมคางหมูที่มีรูปคลื่นด้านบนแบน
นอกจากนี้ยังแสดงให้เห็นถึงการสูญเสียการนำไฟฟ้ากระแสตรงที่หลีกเลี่ยงไม่ได้เป็นพิเศษของขดลวดหม้อแปลงและทรานซิสเตอร์หรือไดโอดเป็นฟังก์ชันรูปคลื่นปัจจุบัน การใช้คำแนะนำเหล่านี้ผู้ออกแบบจะสามารถป้องกันการสูญเสียการนำไฟฟ้าได้ดีถึง 10 ถึง 15% ด้วยการออกแบบตัวแปลงที่คำนวณมาอย่างดี
การพิจารณาเกณฑ์ข้างต้นอาจมีความสำคัญอย่างยิ่งสำหรับแอปพลิเคชันที่ออกแบบมาเพื่อรองรับกระแส RMS สูงและต้องการประสิทธิภาพที่ดีที่สุดเป็นคุณสมบัติหลัก
อาจเป็นไปได้ที่จะกำจัดการสูญเสียทองแดงส่วนเกินแม้ว่าจะต้องการความน่าเกรงขามก็ตาม ขนาดแกน สำหรับการรองรับพื้นที่หน้าต่างที่คดเคี้ยวขนาดใหญ่ที่จำเป็นในทางตรงกันข้ามกับสถานการณ์ที่เฉพาะข้อกำหนดหลักเท่านั้นที่มีความสำคัญ
ตามที่เราเข้าใจมาแล้วโหมดการทำงาน DCM ช่วยให้สามารถใช้หม้อแปลงที่มีขนาดต่ำกว่ามีการตอบสนองชั่วคราวที่มากขึ้นและทำงานโดยสูญเสียการสลับน้อยที่สุด
ดังนั้นโหมดนี้จึงแนะนำเป็นอย่างยิ่งสำหรับวงจรฟลายแบ็คที่ระบุไว้สำหรับแรงดันเอาต์พุตที่สูงขึ้นโดยมีข้อกำหนดแอมแปร์ที่ค่อนข้างต่ำ
แม้ว่าอาจเป็นไปได้ที่จะออกแบบตัวแปลงฟลายแบ็คให้ทำงานร่วมกับ DCM และโหมด CCM ได้ แต่สิ่งหนึ่งที่ต้องจำไว้ว่าในระหว่างการเปลี่ยนจากโหมด DCM เป็น CCM ฟังก์ชันการเปลี่ยนเกียร์นี้จะเปลี่ยนเป็นการทำงานแบบ 2 ขั้วซึ่งจะทำให้มีค่าต่ำ อิมพีแดนซ์สำหรับตัวแปลง
สถานการณ์นี้ทำให้จำเป็นต้องรวมกลยุทธ์การออกแบบเพิ่มเติมรวมถึงลูปต่างๆ (ข้อเสนอแนะ) และการชดเชยความลาดเอียงที่เกี่ยวข้องกับระบบวงในปัจจุบัน ในทางปฏิบัติหมายความว่าเราต้องตรวจสอบให้แน่ใจว่าตัวแปลงได้รับการออกแบบมาสำหรับโหมด CCM เป็นหลัก แต่ยังสามารถทำงานกับโหมด DCM ได้เมื่อใช้โหลดที่เบากว่าที่เอาต์พุต
อาจเป็นเรื่องน่าสนใจที่ทราบว่าการใช้หม้อแปลงรุ่นขั้นสูงอาจเป็นไปได้ที่จะปรับปรุงตัวแปลง CCM ผ่านการควบคุมโหลดที่สะอาดและเบาขึ้นรวมถึงการควบคุมข้ามที่สูงในช่วงโหลดที่หลากหลายผ่านหม้อแปลงช่องว่างแบบขั้นบันได
ในกรณีเช่นนี้จะมีการบังคับใช้ช่องว่างแกนเล็ก ๆ โดยการใส่องค์ประกอบภายนอกเช่นเทปฉนวนหรือกระดาษเพื่อให้เกิดการเหนี่ยวนำสูงในตอนแรกและยังเปิดใช้งานการทำงานของ CCM ด้วยโหลดที่เบากว่า เราจะพูดถึงเรื่องนี้อย่างละเอียดในบทความต่อ ๆ ไปของฉัน
ด้วยคุณสมบัติโหมด DCM ที่หลากหลายเช่นนี้จึงไม่แปลกใจเลยว่านี่จะกลายเป็นตัวเลือกยอดนิยมเมื่อใดก็ตามที่ต้องออกแบบ SMPS ที่ไม่ยุ่งยากมีประสิทธิภาพและใช้พลังงานต่ำ
ต่อไปนี้เราจะเรียนรู้คำแนะนำทีละขั้นตอนเกี่ยวกับวิธีการออกแบบตัวแปลงฟลายแบ็คโหมด DCM
สมการการออกแบบ DCM Flyback และข้อกำหนดการตัดสินใจตามลำดับ
ขั้นตอนที่ 1:
ประเมินและประมาณการความต้องการในการออกแบบของคุณ ทั้งหมด การออกแบบ SMPS ต้องเริ่มต้นด้วยการประเมินและกำหนดคุณสมบัติของระบบ คุณจะต้องกำหนดและจัดสรรพารามิเตอร์ต่อไปนี้:
เราทราบดีว่าพารามิเตอร์ประสิทธิภาพเป็นสิ่งสำคัญที่ต้องตัดสินใจก่อนวิธีที่ง่ายที่สุดคือตั้งเป้าหมายไว้ที่ประมาณ 75% ถึง 80% แม้ว่าการออกแบบของคุณจะเป็นการออกแบบที่มีต้นทุนต่ำก็ตาม ความถี่ในการเปลี่ยนแสดงเป็น
Fsw โดยทั่วไปจะต้องถูกบุกรุกในขณะที่ได้รับขนาดหม้อแปลงที่ดีที่สุดและการสูญเสียที่เกิดขึ้นเนื่องจากการสลับและ EMI ซึ่งหมายความว่าเราอาจต้องตัดสินใจเกี่ยวกับความถี่ในการเปลี่ยนอย่างน้อย 150kHz โดยทั่วไปอาจเลือกได้ระหว่างช่วง 50kHz และ 100kHz
นอกจากนี้ในกรณีที่จำเป็นต้องรวมเอาท์พุทมากกว่าหนึ่งรายการสำหรับการออกแบบค่ากำลังไฟฟ้าสูงสุด Pout จะต้องถูกปรับเป็นค่ารวมของสองเอาต์พุต
คุณอาจพบว่าน่าสนใจที่ทราบว่าจนถึงช่วงเวลาที่ผ่านมาการออกแบบ SMPS ทั่วไปที่ได้รับความนิยมมากที่สุดเคยมี mosfet และ ตัวควบคุมการสลับ PWM เป็นสองขั้นตอนแยกที่แตกต่างกันรวมเข้าด้วยกันบนโครงร่าง PCB แต่ปัจจุบันในหน่วย SMPS ที่ทันสมัยสามารถพบได้ทั้งสองขั้นตอนนี้ฝังอยู่ในแพ็คเกจเดียวและผลิตเป็น IC เดียว
โดยทั่วไปแล้วพารามิเตอร์ที่มักใช้ในการออกแบบตัวแปลง SMPS ของฟลายแบ็คคือ 1) แอปพลิเคชันหรือข้อกำหนดการโหลด 2) ค่าใช้จ่าย 3) กำลังสแตนด์บายและ 4) คุณสมบัติการป้องกันเพิ่มเติม
เมื่อใช้ ICs แบบฝังโดยปกติสิ่งต่างๆจะง่ายขึ้นมากเนื่องจากต้องใช้หม้อแปลงและส่วนประกอบแฝงภายนอกเพียงไม่กี่ชิ้นเท่านั้นที่จะคำนวณเพื่อออกแบบตัวแปลงฟลายแบ็คที่เหมาะสมที่สุด
มาดูรายละเอียดเกี่ยวกับการคำนวณที่เกี่ยวข้องสำหรับการออกแบบ SMPS แบบแฟบกัน
การคำนวณ Input Capacitor Cin และอินพุต DC Voltage Range
ขึ้นอยู่กับแรงดันไฟฟ้าขาเข้าและข้อกำหนดของกำลังไฟกฎมาตรฐานสำหรับการเลือก Cin ซึ่งเรียกอีกอย่างว่าตัวเก็บประจุลิงค์ DC สามารถเรียนรู้ได้จากคำอธิบายต่อไปนี้:
เพื่อให้แน่ใจว่ามีการใช้งานที่หลากหลายอาจเลือกค่า 2uF ต่อวัตต์หรือสูงกว่าสำหรับตัวเก็บประจุ DC link ซึ่งจะช่วยให้คุณมีช่วงคุณภาพที่ดีสำหรับส่วนประกอบนี้
ถัดไปอาจต้องกำหนดแรงดันไฟฟ้าอินพุต DC ขั้นต่ำซึ่งอาจได้รับจากการแก้:
โดยที่การคายประจุจะกลายเป็นอัตราส่วนหน้าที่ของตัวเก็บประจุลิงก์ DC ซึ่งอาจอยู่ที่ประมาณ 0.2
ในรูปด้านบนเราสามารถเห็นภาพแรงดันไฟฟ้าของตัวเก็บประจุลิงค์ DC ดังที่แสดงไว้แรงดันไฟฟ้าอินพุตเกิดขึ้นระหว่างกำลังเอาต์พุตสูงสุดและแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับอินพุตต่ำสุดในขณะที่แรงดันไฟฟ้าขาเข้า DC สูงสุดเกิดขึ้นระหว่างกำลังอินพุตต่ำสุด (ไม่มีโหลด) และระหว่างแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับอินพุตสูงสุด
ในระหว่างที่ไม่มีสภาวะโหลดเราสามารถเห็นแรงดันไฟฟ้าอินพุต DC สูงสุดในระหว่างที่ตัวเก็บประจุชาร์จที่ระดับสูงสุดของแรงดันไฟฟ้าอินพุต AC และค่าเหล่านี้สามารถแสดงได้ด้วยสมการต่อไปนี้:
ขั้นที่ 3:
การประเมินแรงดันไฟฟ้าที่เหนี่ยวนำของ Flyback VR และความเครียดแรงดันไฟฟ้าสูงสุดบน MOSFET VDS VR แรงดันไฟฟ้าเหนี่ยวนำ Flyback สามารถเข้าใจได้ว่าเป็นแรงดันไฟฟ้าที่เกิดจากด้านหลักของหม้อแปลงเมื่อ mosfet Q1 อยู่ในสภาพปิด
ฟังก์ชันข้างต้นส่งผลต่อคะแนน VDS สูงสุดของ mosfet ซึ่งอาจได้รับการยืนยันและระบุโดยการแก้สมการต่อไปนี้:
โดยที่ Vspike คือแรงดันไฟฟ้าที่เกิดขึ้นเนื่องจากการเหนี่ยวนำไฟฟ้ารั่วของหม้อแปลง
เริ่มต้นด้วย Vspike 30% จาก VDSmax สามารถทำได้
รายการต่อไปนี้จะบอกให้เราทราบว่าอาจแนะนำให้ใช้แรงดันไฟฟ้าสะท้อนหรือแรงดันไฟฟ้าเหนี่ยวนำสำหรับ MOSFET พิกัด 650V ถึง 800V และมีค่าขีด จำกัด เริ่มต้น VR ต่ำกว่า 100V สำหรับช่วงแรงดันไฟฟ้าอินพุตที่คาดไว้
การเลือก VR ที่เหมาะสมอาจเป็นการต่อรองระหว่างระดับความเครียดของแรงดันไฟฟ้าเหนือวงจรเรียงกระแสทุติยภูมิและข้อกำหนดของ mosfet ด้านหลัก
หากเลือก VR ที่สูงมากผ่านอัตราส่วนการเลี้ยวที่เพิ่มขึ้นจะทำให้ได้ VDSmax ที่ใหญ่ขึ้น แต่จะมีแรงดันไฟฟ้าที่ต่ำกว่าในไดโอดด้านที่สอง
และหากเลือก VR เล็กเกินไปผ่านอัตราส่วนการเลี้ยวที่น้อยลงจะทำให้ VDSmax มีขนาดเล็กลง แต่จะส่งผลให้ระดับความเครียดบนไดโอดรองเพิ่มขึ้น
VDSmax ด้านหลักที่ใหญ่กว่าจะช่วยให้มั่นใจได้ว่าไม่เพียง แต่ลดระดับความเครียดบนไดโอดด้านที่สองและการลดกระแสไฟหลัก แต่ยังช่วยให้สามารถใช้การออกแบบที่คุ้มค่าได้อีกด้วย
Flyback พร้อมโหมด DCM
วิธีการคำนวณ Dmax ขึ้นอยู่กับ Vreflected และ Vinmin
รอบการทำงานสูงสุดสามารถคาดหวังได้ที่อินสแตนซ์ของ VDCmin สำหรับสถานการณ์นี้เราอาจออกแบบหม้อแปลงตามเกณฑ์ DCM และ CCM ในกรณีนี้สามารถแสดงรอบการทำงานเป็น:
ขั้นตอนที่ 4:
วิธีการคำนวณกระแสไฟฟ้าเหนี่ยวนำหลัก
ในขั้นตอนนี้เราจะคำนวณความเหนี่ยวนำหลักและกระแสไฟฟ้าสูงสุดหลัก
สามารถใช้สูตรต่อไปนี้เพื่อระบุกระแสไฟฟ้าสูงสุดหลัก:
เมื่อบรรลุเป้าหมายข้างต้นแล้วเราสามารถดำเนินการต่อและคำนวณค่าความเหนี่ยวนำหลักโดยใช้สูตรต่อไปนี้ภายในขอบเขตรอบการทำงานสูงสุด
ต้องใช้ความระมัดระวังเกี่ยวกับ flyback ต้องไม่เข้าสู่โหมด CCM เนื่องจากรูปแบบของเงื่อนไขการโหลดส่วนเกินใด ๆ และสำหรับข้อกำหนดกำลังไฟสูงสุดนี้ควรได้รับการพิจารณาในขณะที่คำนวณ Poutmax ในสมการ # 5 เงื่อนไขดังกล่าวยังสามารถเกิดขึ้นได้ในกรณีที่ค่าความเหนี่ยวนำเพิ่มขึ้นมากกว่าค่า Lprimax ดังนั้นโปรดสังเกตสิ่งเหล่านี้
ขั้นที่ 5 :
วิธีเลือกเกรดและขนาดแกนที่เหมาะสมที่สุด:
อาจดูค่อนข้างน่ากลัวในขณะที่เลือกข้อกำหนดและโครงสร้างหลักที่เหมาะสมหากคุณออกแบบฟลายแบ็คเป็นครั้งแรก เนื่องจากอาจเกี่ยวข้องกับปัจจัยและตัวแปรจำนวนมากที่ต้องพิจารณา สิ่งเหล่านี้บางส่วนที่อาจมีความสำคัญ ได้แก่ รูปทรงแกนกลาง (เช่นแกน EE / แกน RM / แกน PQ ฯลฯ ) ขนาดแกน (เช่น EE19, RM8 PQ20 เป็นต้น) และวัสดุหลัก (เช่น 3C96 TP4, 3F3 ฯลฯ )
หากคุณไม่แน่ใจเกี่ยวกับวิธีดำเนินการกับข้อกำหนดข้างต้นวิธีที่มีประสิทธิภาพในการแก้ไขปัญหานี้อาจเป็นการอ้างอิงถึง คู่มือการเลือกแกนมาตรฐาน โดยผู้ผลิตหลักหรือคุณสามารถใช้ความช่วยเหลือในตารางต่อไปนี้ซึ่งจะให้ขนาดแกนมาตรฐานโดยประมาณในขณะที่ออกแบบฟลายแบ็ค DCM 65kHz โดยอ้างอิงถึงกำลังขับ
เมื่อคุณเลือกขนาดแกนเสร็จเรียบร้อยแล้วก็ถึงเวลาเลือกกระสวยที่ถูกต้องซึ่งสามารถหาได้ตามแผ่นข้อมูลหลัก คุณสมบัติเพิ่มเติมของไส้กระสวยเช่นจำนวนพินตัวยึด PCB หรือ SMD การวางตำแหน่งแนวนอนหรือแนวตั้งทั้งหมดนี้อาจต้องได้รับการพิจารณาว่าเป็นการออกแบบที่ต้องการ
วัสดุหลักก็มีความสำคัญเช่นกันและต้องเลือกตามความถี่ความหนาแน่นของฟลักซ์แม่เหล็กและการสูญเสียแกน
ในการเริ่มต้นคุณสามารถลองใช้ตัวเลือกที่มีชื่อ 3F3, 3C96 หรือ TP4A ได้โปรดจำไว้ว่าชื่อของวัสดุหลักที่มีอยู่อาจแตกต่างกันไปสำหรับประเภทที่เหมือนกันขึ้นอยู่กับการผลิตเฉพาะ
วิธีการคำนวณการเลี้ยวหรือการคดเคี้ยวหลักขั้นต่ำ
โดยที่คำว่า Bmax หมายถึงความหนาแน่นของฟลักซ์สูงสุดในการทำงาน Lpri จะบอกคุณเกี่ยวกับการเหนี่ยวนำหลัก Ipri จะกลายเป็นกระแสไฟฟ้าสูงสุดหลักในขณะที่ Ae ระบุพื้นที่หน้าตัดของประเภทแกนที่เลือก
ต้องจำไว้ว่า Bmax ไม่ควรได้รับอนุญาตให้เกินความหนาแน่นของฟลักซ์อิ่มตัว (Bsat) ตามที่ระบุไว้ในแผ่นข้อมูลของวัสดุหลัก คุณอาจพบความแปรปรวนเล็กน้อยใน Bsat สำหรับแกนเฟอร์ไรต์ขึ้นอยู่กับข้อกำหนดเช่นประเภทวัสดุและอุณหภูมิอย่างไรก็ตามส่วนใหญ่จะมีค่าใกล้เคียงกับ 400mT
หากคุณไม่พบข้อมูลอ้างอิงโดยละเอียดคุณอาจใช้ Bmax 300mT แม้ว่าการเลือก Bmax ที่สูงขึ้นอาจช่วยในการลดจำนวนรอบหลักและการนำไฟฟ้าที่ต่ำลง แต่การสูญเสียแกนกลางอาจเพิ่มขึ้นอย่างมีนัยสำคัญ พยายามปรับให้เหมาะสมระหว่างค่าของพารามิเตอร์เหล่านี้เพื่อให้การสูญเสียแกนและการสูญเสียทองแดงทั้งสองอยู่ในขอบเขตที่ยอมรับได้
ขั้นตอนที่ 6:
วิธีคำนวณจำนวนรอบของเอาต์พุตรองหลัก (Ns) และเอาต์พุตเสริมอื่น ๆ (Naux)
เพื่อที่จะ กำหนดรอบรอง อันดับแรกเราต้องหาอัตราส่วนเทิร์น (n) ซึ่งสามารถคำนวณได้โดยใช้สูตรต่อไปนี้:
โดยที่ Np คือเทิร์นหลักและ Ns คือจำนวนรอบรอง Vout หมายถึงแรงดันไฟฟ้าขาออกและ VD จะบอกเราเกี่ยวกับแรงดันตกคร่อมไดโอดรอง
สำหรับการคำนวณรอบสำหรับเอาต์พุตเสริมสำหรับค่า Vcc ที่ต้องการสามารถใช้สูตรต่อไปนี้:
ขดลวดเสริมมีความสำคัญอย่างยิ่งในตัวแปลงฟลายแบ็คทั้งหมดสำหรับการจัดหาแหล่งจ่ายเริ่มต้นเริ่มต้นให้กับ IC ควบคุม โดยปกติแหล่งจ่าย VCC นี้จะใช้สำหรับเปิด IC สวิตชิ่งที่ด้านหลักและสามารถแก้ไขได้ตามค่าที่ระบุในแผ่นข้อมูลของ IC หากการคำนวณให้ค่าที่ไม่ใช่จำนวนเต็มให้ปัดเศษโดยใช้ค่าจำนวนเต็มด้านบนเหนือจำนวนที่ไม่ใช่จำนวนเต็มนี้
วิธีคำนวณขนาดลวดสำหรับขดลวดเอาต์พุตที่เลือก
ในการคำนวณขนาดลวดอย่างถูกต้องสำหรับขดลวดหลาย ๆ ขดก่อนอื่นเราต้องหาข้อมูลจำเพาะปัจจุบัน RMS สำหรับขดลวดแต่ละเส้น
อาจทำได้ด้วยสูตรต่อไปนี้:
ในฐานะที่เป็นจุดเริ่มต้นความหนาแน่นกระแส 150 ถึง 400 ล้านวงกลมต่อแอมแปร์สามารถใช้เพื่อกำหนดเกจของสายไฟ ตารางต่อไปนี้แสดงข้อมูลอ้างอิงสำหรับการเลือกเกจสายไฟที่เหมาะสมโดยใช้ 200M / A ตามค่าปัจจุบัน RMS นอกจากนี้ยังแสดงเส้นผ่านศูนย์กลางของเส้นลวดและฉนวนพื้นฐานสำหรับมาตรวัดต่างๆของสายทองแดงเคลือบซุปเปอร์
ขั้นตอนที่ 8:
พิจารณาการสร้างหม้อแปลงและการออกแบบขดลวดซ้ำ
หลังจากที่คุณกำหนดพารามิเตอร์หม้อแปลงที่กล่าวถึงข้างต้นเสร็จสิ้นแล้วสิ่งสำคัญคือต้องประเมินว่าจะพอดีกับขนาดเส้นลวดและจำนวนรอบภายในขนาดแกนหม้อแปลงที่คำนวณได้อย่างไรและไส้กระสวยที่ระบุ เพื่อให้ได้สิทธินี้อย่างเหมาะสมการทำซ้ำหรือการทดลองหลายครั้งอาจจำเป็นสำหรับการปรับคุณสมบัติหลักให้เหมาะสมโดยอ้างอิงกับเกจสายและจำนวนรอบ
รูปต่อไปนี้ระบุพื้นที่คดเคี้ยวสำหรับที่กำหนด แกน EE . ด้วยการอ้างอิงความหนาของเส้นลวดที่คำนวณได้และจำนวนรอบของการม้วนแต่ละครั้งอาจเป็นไปได้ที่จะประมาณโดยประมาณว่าขดลวดจะพอดีกับพื้นที่คดเคี้ยวที่มีอยู่ (w และ h) หรือไม่ หากขดลวดไม่รองรับพารามิเตอร์ตัวใดตัวหนึ่งจากจำนวนรอบเกจสายไฟหรือขนาดแกนหรือมากกว่า 1 พารามิเตอร์อาจต้องมีการปรับแต่งบางอย่างจนกว่าขดลวดจะพอดีที่สุด
เค้าโครงที่คดเคี้ยวมีความสำคัญเนื่องจากประสิทธิภาพการทำงานและความน่าเชื่อถือของหม้อแปลงขึ้นอยู่กับมันอย่างมีนัยสำคัญ ขอแนะนำให้ใช้โครงร่างแบบแซนวิชหรือโครงสร้างสำหรับขดลวดเพื่อ จำกัด การรั่วไหลของตัวเหนี่ยวนำดังที่ระบุในรูปที่ 5
นอกจากนี้เพื่อให้เป็นไปตามกฎความปลอดภัยสากลการออกแบบจะต้องมีฉนวนกันความร้อนที่เพียงพอตลอดทั้งชั้นประถมศึกษาและมัธยมศึกษาของขดลวด สิ่งนี้อาจมั่นใจได้โดยการใช้โครงสร้างขอบแผลหรือโดยใช้ลวดทุติยภูมิที่มีการหุ้มฉนวนสามชั้นดังแสดงในรูปต่อไปนี้
การใช้ลวดหุ้มฉนวนสามชั้นสำหรับขดลวดทุติยภูมิกลายเป็นตัวเลือกที่ง่ายกว่าสำหรับการยืนยันกฎหมายความปลอดภัยระหว่างประเทศที่เกี่ยวข้องกับการออกแบบ SMPS ของฟลายแบ็คอย่างรวดเร็ว อย่างไรก็ตามสายไฟเสริมดังกล่าวอาจมีความหนาสูงกว่าเล็กน้อยเมื่อเทียบกับรุ่นปกติที่บังคับให้ขดลวดใช้พื้นที่มากขึ้นและอาจต้องใช้ความพยายามเพิ่มเติมเพื่อรองรับภายในกระสวยที่เลือก
ขั้นตอนที่ 9
วิธีการออกแบบวงจรแคลมป์หลัก
ในลำดับการสลับสำหรับช่วงเวลาปิดของ mosfet การขัดขวางไฟฟ้าแรงสูงในรูปแบบของการเหนี่ยวนำการรั่วไหลจะถูกส่งผ่านท่อระบายน้ำ / แหล่งที่มาของ mosfet ซึ่งอาจส่งผลให้เกิดการพังทลายของหิมะถล่มและในที่สุดก็สร้างความเสียหายให้กับ mosfet
ในการตอบโต้นี้วงจรหนีบมักจะถูกกำหนดค่าผ่านขดลวดปฐมภูมิซึ่งจะ จำกัด การขัดขวางที่สร้างขึ้นให้เป็นค่าที่ต่ำกว่าที่ปลอดภัยในทันที
คุณจะพบการออกแบบวงจรหนีบสองสามแบบที่อาจรวมเข้าด้วยกันเพื่อจุดประสงค์นี้ดังแสดงในรูปต่อไปนี้
ได้แก่ แคลมป์ RCD และแคลมป์ไดโอด / ซีเนอร์ซึ่งตัวหลังนั้นง่ายต่อการกำหนดค่าและใช้งานมากกว่าตัวเลือกแรก ในวงจรแคลมป์นี้เราใช้ไดโอดเรียงกระแสร่วมกันและซีเนอร์ไดโอดแรงดันสูงเช่น TVS (ตัวป้องกันแรงดันไฟฟ้าชั่วคราว) สำหรับการหนีบป้องกันไฟกระชาก
ฟังก์ชั่นของ ซีเนอร์ไดโอด คือการคลิปหรือ จำกัด แรงดันไฟฟ้าที่ขัดขวางอย่างมีประสิทธิภาพจนกว่าแรงดันไฟฟ้ารั่วจะถูกตัดผ่านซีเนอร์ไดโอดอย่างเต็มที่ ข้อได้เปรียบของแคลมป์ซีเนอร์ไดโอดคือวงจรจะเปิดใช้งานและแคลมป์ก็ต่อเมื่อค่ารวมของ VR และ Vspike เกินข้อกำหนดการแยกย่อยของซีเนอร์ไดโอดและในทางกลับกันตราบใดที่สไปค์ต่ำกว่าการสลายซีเนอร์หรือระดับที่ปลอดภัย แคลมป์อาจไม่ทริกเกอร์เลยไม่ปล่อยให้มีการกระจายพลังงานที่ไม่จำเป็น
วิธีเลือก Clamping Diode / Zener Rating
ควรเป็นสองเท่าของค่า VR ของแรงดันไฟฟ้าที่สะท้อนกลับหรือแรงดันไฟฟ้าขัดขวางที่สันนิษฐานไว้
ไดโอดเรียงกระแสควรจะฟื้นตัวเร็วเป็นพิเศษหรือไดโอดชนิด Schottky ที่มีพิกัดสูงกว่าแรงดันไฟฟ้ากระแสตรงสูงสุด
ตัวเลือกอื่นของการจับยึดประเภท RCD มีข้อเสียคือทำให้ dv / dt ของ MOSFET ช้าลง ที่นี่พารามิเตอร์ความต้านทานของตัวต้านทานมีความสำคัญในขณะที่ จำกัด แรงดันไฟฟ้าขัดขวาง หากเลือก Rclamp ที่มีค่าต่ำจะช่วยปรับปรุงการป้องกันการขัดขวาง แต่อาจเพิ่มการกระจายและสิ้นเปลืองพลังงาน ในทางกลับกันหากเลือก Rclamp ที่มีค่าสูงกว่าจะช่วยลดการกระจายตัวให้น้อยที่สุด แต่อาจไม่ได้ผลใน ปราบปรามแหลม .
อ้างถึงรูปด้านบนเพื่อให้แน่ใจว่า VR = Vspike สามารถใช้สูตรต่อไปนี้ได้
โดยที่ Lleak หมายถึงการเหนี่ยวนำของหม้อแปลงและสามารถพบได้โดยการลัดวงจรข้ามขดลวดทุติยภูมิหรืออีกวิธีหนึ่งอาจรวมกฎของค่าหัวแม่มือโดยใช้ 2 ถึง 4% ของค่าการเหนี่ยวนำหลัก
ในกรณีนี้ Cclamp ตัวเก็บประจุควรมีขนาดใหญ่มากเพื่อยับยั้งการเพิ่มขึ้นของแรงดันไฟฟ้าในช่วงระยะเวลาการดูดซับของพลังงานรั่ว
ค่าของ Cclamp สามารถเลือกได้ระหว่าง 100pF ถึง 4.7nF พลังงานที่เก็บอยู่ภายในตัวเก็บประจุนี้จะถูกปล่อยออกและรีเฟรชโดย Rclamp อย่างรวดเร็วในระหว่างรอบการเปลี่ยน eacj
ขั้นตอนที่ 10
วิธีการเลือก Output Rectifier Diode
ซึ่งอาจคำนวณได้โดยใช้สูตรที่แสดงด้านบน
ตรวจสอบให้แน่ใจว่าได้เลือกข้อมูลจำเพาะเช่นแรงดันย้อนกลับสูงสุดหรือ VRRM ของไดโอดไม่น้อยกว่า 30% ของ VRVdiode และตรวจสอบให้แน่ใจว่า IF หรือข้อมูลจำเพาะของกระแสหิมะถล่มไปข้างหน้านั้นสูงกว่า IsecRMS อย่างน้อย 50% ควรใช้ไดโอด Schottky เพื่อลดการสูญเสียการนำไฟฟ้า
ด้วยวงจร DCM กระแสไฟฟ้าสูงสุดของ Flyback อาจสูงดังนั้นลองเลือกไดโอดที่มีแรงดันไฟฟ้าไปข้างหน้าต่ำกว่าและมีข้อกำหนดกระแสไฟที่ค่อนข้างสูงกว่าโดยคำนึงถึงระดับประสิทธิภาพที่ต้องการ
ขั้นตอนที่ 11
วิธีเลือกค่าตัวเก็บประจุเอาต์พุต
การเลือกไฟล์ ตัวเก็บประจุเอาต์พุตที่คำนวณได้อย่างถูกต้อง ในขณะที่การออกแบบฟลายแบ็คอาจมีความสำคัญอย่างยิ่งเนื่องจากในโทโพโลยีของฟลายแบ็คที่เก็บพลังงานอุปนัยไม่สามารถใช้งานได้ระหว่างไดโอดและตัวเก็บประจุซึ่งหมายความว่าต้องคำนวณค่าตัวเก็บประจุโดยพิจารณา 3 เกณฑ์ที่สำคัญ:
1) ความจุ
2) ESR
3) RMS ปัจจุบัน
ค่าต่ำสุดที่เป็นไปได้สามารถระบุได้ขึ้นอยู่กับฟังก์ชันของแรงดันไฟฟ้าระลอกสูงสุดถึงจุดสูงสุดที่ยอมรับได้และอาจระบุผ่านสูตรต่อไปนี้:
โดยที่ Ncp หมายถึงจำนวนพัลส์สัญญาณนาฬิกาด้านหลักที่ต้องการโดยข้อเสนอแนะการควบคุมสำหรับการควบคุมหน้าที่จากค่าสูงสุดและต่ำสุดที่ระบุ โดยทั่วไปอาจต้องใช้รอบการสลับประมาณ 10 ถึง 20 รอบ
Iout หมายถึงกระแสเอาต์พุตสูงสุด (Iout = Poutmax / Vout)
ในการระบุค่า RMS สูงสุดสำหรับตัวเก็บประจุเอาต์พุตให้ใช้สูตรต่อไปนี้:
สำหรับความถี่สวิตชิ่งสูงที่ระบุของฟลายแบ็คกระแสไฟฟ้าสูงสุดสูงสุดจากด้านทุติยภูมิของหม้อแปลงจะสร้างแรงดันไฟฟ้าระลอกสูงที่สอดคล้องกันซึ่งกำหนดไว้ใน ESR ที่เท่ากันของตัวเก็บประจุเอาท์พุท เมื่อพิจารณาถึงสิ่งนี้จะต้องตรวจสอบให้แน่ใจว่าอัตรา ESRmax ของตัวเก็บประจุไม่เกินความสามารถกระแสกระเพื่อมที่ยอมรับได้ของตัวเก็บประจุ
การออกแบบขั้นสุดท้ายอาจรวมถึงพิกัดแรงดันไฟฟ้าที่ต้องการและความสามารถในการกระเพื่อมของตัวเก็บประจุตามอัตราส่วนที่แท้จริงของแรงดันไฟฟ้าขาออกและกระแสของฟลายแบ็คที่เลือก
ตรวจสอบให้แน่ใจว่าไฟล์ ค่า ESR ถูกกำหนดจากแผ่นข้อมูลตามความถี่ที่สูงกว่า 1kHz ซึ่งโดยทั่วไปอาจถือว่าอยู่ระหว่าง 10kHz ถึง 100kHz
เป็นเรื่องน่าสนใจที่จะทราบว่าตัวเก็บประจุแบบเดี่ยวที่มีข้อมูลจำเพาะ ESR ต่ำอาจเพียงพอที่จะควบคุมการกระเพื่อมของเอาต์พุตได้ คุณสามารถลองรวมฟิลเตอร์ LC ขนาดเล็กเพื่อให้กระแสไฟฟ้าสูงสุดสูงขึ้นโดยเฉพาะอย่างยิ่งหากฟลายแบ็คได้รับการออกแบบให้ทำงานกับโหมด DCM ซึ่งอาจรับประกันการควบคุมแรงดันกระเพื่อมที่เอาต์พุตได้ดีพอสมควร
ขั้นตอนที่ 12
ข้อพิจารณาที่สำคัญเพิ่มเติม:
A) วิธีเลือกแรงดันและพิกัดกระแสสำหรับวงจรเรียงกระแสบริดจ์ด้านหลัก
สามารถทำได้ผ่านสมการข้างต้น
ในสูตรนี้ PF ย่อมาจากตัวประกอบกำลัง ของแหล่งจ่ายไฟเราสามารถใช้ 0.5 ในกรณีที่การอ้างอิงที่เหมาะสมไม่สามารถเข้าถึงได้ สำหรับวงจรเรียงกระแสแบบบริดจ์ให้เลือกไดโอดหรือโมดูลที่มีอัตราแอมป์เดินหน้ามากกว่า IACRMS 2 เท่า สำหรับพิกัดแรงดันไฟฟ้าสามารถเลือกได้ที่ 600V สำหรับข้อกำหนดอินพุต AC สูงสุด 400V
B) วิธีเลือก Current Sense Resistor (Rsense):
อาจคำนวณได้ด้วยสมการต่อไปนี้ ตัวต้านทานการตรวจจับ Rsense ถูกรวมเข้าด้วยกันเพื่อตีความกำลังสูงสุดที่เอาต์พุตของฟลายแบ็ค ค่า Vcsth สามารถกำหนดได้โดยอ้างถึงแผ่นข้อมูล IC คอนโทรลเลอร์ Ip (สูงสุด) หมายถึงกระแสหลัก
C) การเลือก VCC ของตัวเก็บประจุ:
ที่ดีที่สุด ค่าความจุ เป็นสิ่งสำคัญอย่างยิ่งสำหรับตัวเก็บประจุอินพุตเพื่อแสดงช่วงเวลาเริ่มต้นที่เหมาะสม โดยปกติค่าใด ๆ ระหว่าง 22uF ถึง 47uF จะทำงานได้ดี อย่างไรก็ตามหากเลือกให้ต่ำกว่านี้มากอาจส่งผลให้เกิด 'แรงดันไฟฟ้าต่ำกว่า' ที่ตัวควบคุม IC ก่อนที่ Vcc จะสามารถพัฒนาโดยตัวแปลงได้ ในทางตรงกันข้ามค่าความจุที่มากขึ้นอาจส่งผลให้เวลาเริ่มต้นของตัวแปลงล่าช้าโดยไม่พึงปรารถนา
นอกจากนี้ตรวจสอบให้แน่ใจว่าตัวเก็บประจุนี้มีคุณภาพดีที่สุดมีคุณสมบัติ ESR และกระแสไฟกระเพื่อมที่ดีมากเทียบเท่ากับเอาต์พุต ข้อกำหนดของตัวเก็บประจุ . ขอแนะนำอย่างยิ่งให้เชื่อมต่อตัวเก็บประจุที่มีค่าน้อยกว่าอีกตัวหนึ่งตามลำดับ 100nF ขนานกับตัวเก็บประจุที่กล่าวถึงข้างต้นและใกล้เคียงกับ Vcc / พินกราวด์ของคอนโทรลเลอร์ IC ให้มากที่สุด
D) การกำหนดค่าลูปคำติชม:
การชดเชยลูปข้อเสนอแนะกลายเป็นสิ่งสำคัญในการหยุดการสร้างการสั่น การกำหนดค่าการชดเชยลูปอาจทำได้ง่ายกว่าสำหรับฟลายแบ็คโหมด DCM มากกว่า CCM เนื่องจากไม่มี 'ครึ่งระนาบด้านขวาเป็นศูนย์' ในระยะกำลังจึงไม่มีการเรียกค่าชดเชย
ดังที่ระบุไว้ข้างต้น RC ที่ตรงไปตรงมา (Rcomp, Ccomp) ส่วนใหญ่เพียงพอแล้วที่จะรักษาเสถียรภาพที่ดีในวง โดยทั่วไปค่า Rcomp อาจเลือกได้ตั้งแต่ 1K ถึง 20K ในขณะที่ Ccomp อาจอยู่ในช่วง 100nF และ 470pF
นี่เป็นการสรุปการอภิปรายอย่างละเอียดของเราเกี่ยวกับวิธีการออกแบบและคำนวณตัวแปลงฟลายแบ็คหากคุณมีข้อเสนอแนะหรือคำถามใด ๆ คุณสามารถระบุไว้ในช่องแสดงความคิดเห็นต่อไปนี้คำถามของคุณจะได้รับการตอบกลับโดยเร็ว
มารยาท: Infineon
คู่ของ: ตัวบ่งชี้ระดับน้ำไร้สายอัลตราโซนิก - พลังงานแสงอาทิตย์ ถัดไป: ทำความเข้าใจกับตัวควบคุม PID