วิธีออกแบบตัวแปลง Flyback - บทช่วยสอนที่ครอบคลุม

ลองใช้เครื่องมือของเราเพื่อกำจัดปัญหา





การกำหนดค่า flyback เป็นโทโพโลยีที่ต้องการในการออกแบบแอปพลิเคชัน SMPS ส่วนใหญ่เนื่องจากรับประกันการแยก DC เอาต์พุตออกจาก AC เมนอินพุตอย่างสมบูรณ์ คุณสมบัติอื่น ๆ ได้แก่ ต้นทุนการผลิตต่ำการออกแบบที่ง่ายกว่าและการใช้งานที่ไม่ซับซ้อน ตัวแปลงฟลายแบ็ครุ่น DCM กระแสต่ำซึ่งมีข้อกำหนดเอาต์พุตต่ำกว่า 50 วัตต์นั้นใช้กันอย่างแพร่หลายมากกว่าตัวแปลงกระแสไฟสูงที่ใหญ่กว่า

มาเรียนรู้รายละเอียดพร้อมคำอธิบายที่ครอบคลุมในย่อหน้าต่อไปนี้:



คู่มือการออกแบบที่ครอบคลุมสำหรับตัวแปลง Flyback DCM ความถี่คงที่ออฟไลน์

โหมดการทำงานของ Flyback: DCM และ CCM

ด้านล่างเราจะเห็นการออกแบบแผนผังพื้นฐานของตัวแปลงฟลายแบ็ค ส่วนหลักในการออกแบบนี้ ได้แก่ หม้อแปลง, มอสเฟ็ทไฟสลับ Q1 ที่ด้านหลัก, วงจรเรียงกระแสสะพานที่ด้านทุติยภูมิ D1, a ตัวเก็บประจุกรองสำหรับการทำให้เรียบ เอาต์พุตจาก D1 และขั้นตอนควบคุม PWM ซึ่งอาจเป็นวงจรควบคุม IC

การกำหนดค่าพื้นฐานของ flyback

การออกแบบฟลายแบ็คประเภทนี้อาจมี CCM (โหมดการนำไฟฟ้าต่อเนื่อง) หรือ DCM (โหมดการนำไฟฟ้าไม่ต่อเนื่อง) ของการทำงานตามวิธีการกำหนดค่าพลังงาน MOSFET T1



โดยทั่วไปในโหมด DCM เรามีพลังงานไฟฟ้าทั้งหมดที่เก็บไว้ในหม้อแปลงหลักที่ถ่ายโอนผ่านด้านทุติยภูมิทุกครั้งที่ MOSFET ถูกปิดในระหว่างรอบการเปลี่ยน (เรียกอีกอย่างว่าระยะเวลาบินกลับ) ซึ่งนำไปสู่กระแสด้านหลักที่มีค่าศักย์เป็นศูนย์ ก่อนที่ T1 จะสามารถเปิดได้อีกครั้งในรอบการสลับถัดไป

ในโหมด CCM พลังงานไฟฟ้าที่จัดเก็บไว้ในระบบปฐมภูมิจะไม่ได้รับโอกาสในการถ่ายโอนหรือเหนี่ยวนำอย่างเต็มที่ผ่านทุติยภูมิ

เนื่องจากแต่ละพัลส์สวิตชิ่งที่ตามมาจากตัวควบคุม PWM เปิด T1 ก่อนที่หม้อแปลงจะถ่ายโอนพลังงานที่เก็บไว้ทั้งหมดไปยังโหลด นี่หมายความว่ากระแสไฟฟลายแบ็ค (ILPK และ ISEC) ไม่ได้รับอนุญาตให้ไปถึงศักย์เป็นศูนย์ในแต่ละรอบการสลับ

เราสามารถเห็นความแตกต่างระหว่างสองโหมดการทำงานในแผนภาพต่อไปนี้ผ่านรูปแบบรูปคลื่นปัจจุบันในส่วนหลักและรองของหม้อแปลง

รูปคลื่น DCM CCM

ทั้งโหมด DCM และ CCM มีข้อดีเฉพาะซึ่งสามารถเรียนรู้ได้จากตารางต่อไปนี้:

เปรียบเทียบโหมด DCM เทียบกับ CCM

เมื่อเทียบกับ CCM วงจรโหมด DCM ต้องการกระแสไฟฟ้าสูงสุดในระดับที่สูงขึ้นเพื่อให้แน่ใจว่ามีกำลังไฟที่เหมาะสมที่สุดในด้านที่สองของหม้อแปลง ในทางกลับกันต้องการให้ด้านหลักได้รับการจัดอันดับที่กระแส RMS ที่สูงขึ้นซึ่งหมายความว่า MOSFET จะต้องได้รับการจัดอันดับที่ช่วงที่สูงกว่าที่ระบุ

ในกรณีที่จำเป็นต้องสร้างการออกแบบโดยมีช่วงของกระแสอินพุตและส่วนประกอบที่ จำกัด โดยปกติจะเลือกโหมด CCM fyback เพื่อให้การออกแบบใช้ตัวเก็บประจุตัวกรองที่ค่อนข้างเล็กกว่าและลดการสูญเสียการนำไฟฟ้าบน MOSFET และหม้อแปลงไฟฟ้า)

CCM เป็นที่นิยมสำหรับสภาวะที่แรงดันไฟฟ้าขาเข้าต่ำกว่าในขณะที่กระแสไฟฟ้าสูงกว่า (มากกว่า 6 แอมแปร์) การออกแบบที่อาจได้รับการจัดอันดับให้ใช้งานได้มากกว่า กำลังไฟ 50 วัตต์ ยกเว้นเอาท์พุตที่ 5V ซึ่งข้อมูลจำเพาะของวัตต์อาจต่ำกว่า 50 วัตต์

ภาพด้านบนแสดงการตอบสนองปัจจุบันที่ด้านหลักของโหมดฟลายแบ็คและความสัมพันธ์ที่สอดคล้องกันระหว่างรูปคลื่นสามเหลี่ยมและรูปสี่เหลี่ยมคางหมู

IA บนรูปคลื่นสามเหลี่ยมแสดงถึงจุดเริ่มต้นที่น้อยที่สุดซึ่งอาจเห็นเป็นศูนย์ในช่วงเริ่มต้นของช่วงเวลาเปิดสวิตช์ของ MOSFET และระดับสูงสุดในปัจจุบันที่สูงขึ้นอย่างต่อเนื่องในขดลวดปฐมภูมิของ หม้อแปลงไฟฟ้า ในขณะนั้นจนกว่า MOSFET จะเปิดอีกครั้งในระหว่างโหมด CCM ของการทำงาน

IB อาจถูกมองว่าเป็นจุดสิ้นสุดของขนาดปัจจุบันในขณะที่ มอสเฟ็ท สวิตช์เปิดอยู่ (ช่วงตัน)

ค่าปัจจุบันที่ปรับให้เป็นมาตรฐาน IRMS สามารถมองเห็นได้ว่าเป็นฟังก์ชันของ K factor (IA / IB) บนแกน Y

สิ่งนี้อาจใช้เป็นตัวคูณเมื่อใดก็ตามที่ต้องคำนวณการสูญเสียเชิงต้านทานสำหรับจำนวนรูปคลื่นที่หลากหลายโดยอ้างอิงรูปคลื่นสี่เหลี่ยมคางหมูที่มีรูปคลื่นด้านบนแบน

นอกจากนี้ยังแสดงให้เห็นถึงการสูญเสียการนำไฟฟ้ากระแสตรงที่หลีกเลี่ยงไม่ได้เป็นพิเศษของขดลวดหม้อแปลงและทรานซิสเตอร์หรือไดโอดเป็นฟังก์ชันรูปคลื่นปัจจุบัน การใช้คำแนะนำเหล่านี้ผู้ออกแบบจะสามารถป้องกันการสูญเสียการนำไฟฟ้าได้ดีถึง 10 ถึง 15% ด้วยการออกแบบตัวแปลงที่คำนวณมาอย่างดี

การพิจารณาเกณฑ์ข้างต้นอาจมีความสำคัญอย่างยิ่งสำหรับแอปพลิเคชันที่ออกแบบมาเพื่อรองรับกระแส RMS สูงและต้องการประสิทธิภาพที่ดีที่สุดเป็นคุณสมบัติหลัก

อาจเป็นไปได้ที่จะกำจัดการสูญเสียทองแดงส่วนเกินแม้ว่าจะต้องการความน่าเกรงขามก็ตาม ขนาดแกน สำหรับการรองรับพื้นที่หน้าต่างที่คดเคี้ยวขนาดใหญ่ที่จำเป็นในทางตรงกันข้ามกับสถานการณ์ที่เฉพาะข้อกำหนดหลักเท่านั้นที่มีความสำคัญ

ตามที่เราเข้าใจมาแล้วโหมดการทำงาน DCM ช่วยให้สามารถใช้หม้อแปลงที่มีขนาดต่ำกว่ามีการตอบสนองชั่วคราวที่มากขึ้นและทำงานโดยสูญเสียการสลับน้อยที่สุด

ดังนั้นโหมดนี้จึงแนะนำเป็นอย่างยิ่งสำหรับวงจรฟลายแบ็คที่ระบุไว้สำหรับแรงดันเอาต์พุตที่สูงขึ้นโดยมีข้อกำหนดแอมแปร์ที่ค่อนข้างต่ำ

แม้ว่าอาจเป็นไปได้ที่จะออกแบบตัวแปลงฟลายแบ็คให้ทำงานร่วมกับ DCM และโหมด CCM ได้ แต่สิ่งหนึ่งที่ต้องจำไว้ว่าในระหว่างการเปลี่ยนจากโหมด DCM เป็น CCM ฟังก์ชันการเปลี่ยนเกียร์นี้จะเปลี่ยนเป็นการทำงานแบบ 2 ขั้วซึ่งจะทำให้มีค่าต่ำ อิมพีแดนซ์สำหรับตัวแปลง

สถานการณ์นี้ทำให้จำเป็นต้องรวมกลยุทธ์การออกแบบเพิ่มเติมรวมถึงลูปต่างๆ (ข้อเสนอแนะ) และการชดเชยความลาดเอียงที่เกี่ยวข้องกับระบบวงในปัจจุบัน ในทางปฏิบัติหมายความว่าเราต้องตรวจสอบให้แน่ใจว่าตัวแปลงได้รับการออกแบบมาสำหรับโหมด CCM เป็นหลัก แต่ยังสามารถทำงานกับโหมด DCM ได้เมื่อใช้โหลดที่เบากว่าที่เอาต์พุต

อาจเป็นเรื่องน่าสนใจที่ทราบว่าการใช้หม้อแปลงรุ่นขั้นสูงอาจเป็นไปได้ที่จะปรับปรุงตัวแปลง CCM ผ่านการควบคุมโหลดที่สะอาดและเบาขึ้นรวมถึงการควบคุมข้ามที่สูงในช่วงโหลดที่หลากหลายผ่านหม้อแปลงช่องว่างแบบขั้นบันได

ในกรณีเช่นนี้จะมีการบังคับใช้ช่องว่างแกนเล็ก ๆ โดยการใส่องค์ประกอบภายนอกเช่นเทปฉนวนหรือกระดาษเพื่อให้เกิดการเหนี่ยวนำสูงในตอนแรกและยังเปิดใช้งานการทำงานของ CCM ด้วยโหลดที่เบากว่า เราจะพูดถึงเรื่องนี้อย่างละเอียดในบทความต่อ ๆ ไปของฉัน

ด้วยคุณสมบัติโหมด DCM ที่หลากหลายเช่นนี้จึงไม่แปลกใจเลยว่านี่จะกลายเป็นตัวเลือกยอดนิยมเมื่อใดก็ตามที่ต้องออกแบบ SMPS ที่ไม่ยุ่งยากมีประสิทธิภาพและใช้พลังงานต่ำ

ต่อไปนี้เราจะเรียนรู้คำแนะนำทีละขั้นตอนเกี่ยวกับวิธีการออกแบบตัวแปลงฟลายแบ็คโหมด DCM

สมการการออกแบบ DCM Flyback และข้อกำหนดการตัดสินใจตามลำดับ

ขั้นตอนที่ 1:
ประเมินและประมาณการความต้องการในการออกแบบของคุณ ทั้งหมด การออกแบบ SMPS ต้องเริ่มต้นด้วยการประเมินและกำหนดคุณสมบัติของระบบ คุณจะต้องกำหนดและจัดสรรพารามิเตอร์ต่อไปนี้:

ข้อกำหนดการป้อนข้อมูลสำหรับ DCM flyback

เราทราบดีว่าพารามิเตอร์ประสิทธิภาพเป็นสิ่งสำคัญที่ต้องตัดสินใจก่อนวิธีที่ง่ายที่สุดคือตั้งเป้าหมายไว้ที่ประมาณ 75% ถึง 80% แม้ว่าการออกแบบของคุณจะเป็นการออกแบบที่มีต้นทุนต่ำก็ตาม ความถี่ในการเปลี่ยนแสดงเป็น

Fsw โดยทั่วไปจะต้องถูกบุกรุกในขณะที่ได้รับขนาดหม้อแปลงที่ดีที่สุดและการสูญเสียที่เกิดขึ้นเนื่องจากการสลับและ EMI ซึ่งหมายความว่าเราอาจต้องตัดสินใจเกี่ยวกับความถี่ในการเปลี่ยนอย่างน้อย 150kHz โดยทั่วไปอาจเลือกได้ระหว่างช่วง 50kHz และ 100kHz

นอกจากนี้ในกรณีที่จำเป็นต้องรวมเอาท์พุทมากกว่าหนึ่งรายการสำหรับการออกแบบค่ากำลังไฟฟ้าสูงสุด Pout จะต้องถูกปรับเป็นค่ารวมของสองเอาต์พุต

คุณอาจพบว่าน่าสนใจที่ทราบว่าจนถึงช่วงเวลาที่ผ่านมาการออกแบบ SMPS ทั่วไปที่ได้รับความนิยมมากที่สุดเคยมี mosfet และ ตัวควบคุมการสลับ PWM เป็นสองขั้นตอนแยกที่แตกต่างกันรวมเข้าด้วยกันบนโครงร่าง PCB แต่ปัจจุบันในหน่วย SMPS ที่ทันสมัยสามารถพบได้ทั้งสองขั้นตอนนี้ฝังอยู่ในแพ็คเกจเดียวและผลิตเป็น IC เดียว

โดยทั่วไปแล้วพารามิเตอร์ที่มักใช้ในการออกแบบตัวแปลง SMPS ของฟลายแบ็คคือ 1) แอปพลิเคชันหรือข้อกำหนดการโหลด 2) ค่าใช้จ่าย 3) กำลังสแตนด์บายและ 4) คุณสมบัติการป้องกันเพิ่มเติม

เมื่อใช้ ICs แบบฝังโดยปกติสิ่งต่างๆจะง่ายขึ้นมากเนื่องจากต้องใช้หม้อแปลงและส่วนประกอบแฝงภายนอกเพียงไม่กี่ชิ้นเท่านั้นที่จะคำนวณเพื่อออกแบบตัวแปลงฟลายแบ็คที่เหมาะสมที่สุด

มาดูรายละเอียดเกี่ยวกับการคำนวณที่เกี่ยวข้องสำหรับการออกแบบ SMPS แบบแฟบกัน

การคำนวณ Input Capacitor Cin และอินพุต DC Voltage Range

ขึ้นอยู่กับแรงดันไฟฟ้าขาเข้าและข้อกำหนดของกำลังไฟกฎมาตรฐานสำหรับการเลือก Cin ซึ่งเรียกอีกอย่างว่าตัวเก็บประจุลิงค์ DC สามารถเรียนรู้ได้จากคำอธิบายต่อไปนี้:

แนะนำ Cin ต่อวัตต์

เพื่อให้แน่ใจว่ามีการใช้งานที่หลากหลายอาจเลือกค่า 2uF ต่อวัตต์หรือสูงกว่าสำหรับตัวเก็บประจุ DC link ซึ่งจะช่วยให้คุณมีช่วงคุณภาพที่ดีสำหรับส่วนประกอบนี้

ถัดไปอาจต้องกำหนดแรงดันไฟฟ้าอินพุต DC ขั้นต่ำซึ่งอาจได้รับจากการแก้:

สูตรตัวเก็บประจุลิงค์ DC

โดยที่การคายประจุจะกลายเป็นอัตราส่วนหน้าที่ของตัวเก็บประจุลิงก์ DC ซึ่งอาจอยู่ที่ประมาณ 0.2

DC link capacitor แรงดันไฟฟ้าสูงสุดต่ำสุด

ในรูปด้านบนเราสามารถเห็นภาพแรงดันไฟฟ้าของตัวเก็บประจุลิงค์ DC ดังที่แสดงไว้แรงดันไฟฟ้าอินพุตเกิดขึ้นระหว่างกำลังเอาต์พุตสูงสุดและแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับอินพุตต่ำสุดในขณะที่แรงดันไฟฟ้าขาเข้า DC สูงสุดเกิดขึ้นระหว่างกำลังอินพุตต่ำสุด (ไม่มีโหลด) และระหว่างแรงดันไฟฟ้ากระแสสลับอินพุตสูงสุด

ในระหว่างที่ไม่มีสภาวะโหลดเราสามารถเห็นแรงดันไฟฟ้าอินพุต DC สูงสุดในระหว่างที่ตัวเก็บประจุชาร์จที่ระดับสูงสุดของแรงดันไฟฟ้าอินพุต AC และค่าเหล่านี้สามารถแสดงได้ด้วยสมการต่อไปนี้:

สมการตัวเก็บประจุลิงค์ DC

ขั้นที่ 3:

การประเมินแรงดันไฟฟ้าที่เหนี่ยวนำของ Flyback VR และความเครียดแรงดันไฟฟ้าสูงสุดบน MOSFET VDS VR แรงดันไฟฟ้าเหนี่ยวนำ Flyback สามารถเข้าใจได้ว่าเป็นแรงดันไฟฟ้าที่เกิดจากด้านหลักของหม้อแปลงเมื่อ mosfet Q1 อยู่ในสภาพปิด

ฟังก์ชันข้างต้นส่งผลต่อคะแนน VDS สูงสุดของ mosfet ซึ่งอาจได้รับการยืนยันและระบุโดยการแก้สมการต่อไปนี้:

คะแนน VDS สูงสุดของ mosfet

โดยที่ Vspike คือแรงดันไฟฟ้าที่เกิดขึ้นเนื่องจากการเหนี่ยวนำไฟฟ้ารั่วของหม้อแปลง

เริ่มต้นด้วย Vspike 30% จาก VDSmax สามารถทำได้

รายการต่อไปนี้จะบอกให้เราทราบว่าอาจแนะนำให้ใช้แรงดันไฟฟ้าสะท้อนหรือแรงดันไฟฟ้าเหนี่ยวนำสำหรับ MOSFET พิกัด 650V ถึง 800V และมีค่าขีด จำกัด เริ่มต้น VR ต่ำกว่า 100V สำหรับช่วงแรงดันไฟฟ้าอินพุตที่คาดไว้

อาจแนะนำให้ใช้แรงดันไฟฟ้าสะท้อนหรือแรงดันไฟฟ้าเหนี่ยวนำสำหรับ 650V ถึง 800V

การเลือก VR ที่เหมาะสมอาจเป็นการต่อรองระหว่างระดับความเครียดของแรงดันไฟฟ้าเหนือวงจรเรียงกระแสทุติยภูมิและข้อกำหนดของ mosfet ด้านหลัก

หากเลือก VR ที่สูงมากผ่านอัตราส่วนการเลี้ยวที่เพิ่มขึ้นจะทำให้ได้ VDSmax ที่ใหญ่ขึ้น แต่จะมีแรงดันไฟฟ้าที่ต่ำกว่าในไดโอดด้านที่สอง

และหากเลือก VR เล็กเกินไปผ่านอัตราส่วนการเลี้ยวที่น้อยลงจะทำให้ VDSmax มีขนาดเล็กลง แต่จะส่งผลให้ระดับความเครียดบนไดโอดรองเพิ่มขึ้น

VDSmax ด้านหลักที่ใหญ่กว่าจะช่วยให้มั่นใจได้ว่าไม่เพียง แต่ลดระดับความเครียดบนไดโอดด้านที่สองและการลดกระแสไฟหลัก แต่ยังช่วยให้สามารถใช้การออกแบบที่คุ้มค่าได้อีกด้วย

Flyback พร้อมโหมด DCM

วิธีการคำนวณ Dmax ขึ้นอยู่กับ Vreflected และ Vinmin

รอบการทำงานสูงสุดสามารถคาดหวังได้ที่อินสแตนซ์ของ VDCmin สำหรับสถานการณ์นี้เราอาจออกแบบหม้อแปลงตามเกณฑ์ DCM และ CCM ในกรณีนี้สามารถแสดงรอบการทำงานเป็น:

รอบการทำงานสูงสุดของ VDCmin

ขั้นตอนที่ 4:

วิธีการคำนวณกระแสไฟฟ้าเหนี่ยวนำหลัก

ในขั้นตอนนี้เราจะคำนวณความเหนี่ยวนำหลักและกระแสไฟฟ้าสูงสุดหลัก

สามารถใช้สูตรต่อไปนี้เพื่อระบุกระแสไฟฟ้าสูงสุดหลัก:

การระบุกระแสสูงสุดหลักของฟลายแบ็ค

เมื่อบรรลุเป้าหมายข้างต้นแล้วเราสามารถดำเนินการต่อและคำนวณค่าความเหนี่ยวนำหลักโดยใช้สูตรต่อไปนี้ภายในขอบเขตรอบการทำงานสูงสุด

คำนวณการเหนี่ยวนำหลักของฟลายแบ็ค

ต้องใช้ความระมัดระวังเกี่ยวกับ flyback ต้องไม่เข้าสู่โหมด CCM เนื่องจากรูปแบบของเงื่อนไขการโหลดส่วนเกินใด ๆ และสำหรับข้อกำหนดกำลังไฟสูงสุดนี้ควรได้รับการพิจารณาในขณะที่คำนวณ Poutmax ในสมการ # 5 เงื่อนไขดังกล่าวยังสามารถเกิดขึ้นได้ในกรณีที่ค่าความเหนี่ยวนำเพิ่มขึ้นมากกว่าค่า Lprimax ดังนั้นโปรดสังเกตสิ่งเหล่านี้

ขั้นที่ 5 :

วิธีเลือกเกรดและขนาดแกนที่เหมาะสมที่สุด:

อาจดูค่อนข้างน่ากลัวในขณะที่เลือกข้อกำหนดและโครงสร้างหลักที่เหมาะสมหากคุณออกแบบฟลายแบ็คเป็นครั้งแรก เนื่องจากอาจเกี่ยวข้องกับปัจจัยและตัวแปรจำนวนมากที่ต้องพิจารณา สิ่งเหล่านี้บางส่วนที่อาจมีความสำคัญ ได้แก่ รูปทรงแกนกลาง (เช่นแกน EE / แกน RM / แกน PQ ฯลฯ ) ขนาดแกน (เช่น EE19, RM8 PQ20 เป็นต้น) และวัสดุหลัก (เช่น 3C96 TP4, 3F3 ฯลฯ )

หากคุณไม่แน่ใจเกี่ยวกับวิธีดำเนินการกับข้อกำหนดข้างต้นวิธีที่มีประสิทธิภาพในการแก้ไขปัญหานี้อาจเป็นการอ้างอิงถึง คู่มือการเลือกแกนมาตรฐาน โดยผู้ผลิตหลักหรือคุณสามารถใช้ความช่วยเหลือในตารางต่อไปนี้ซึ่งจะให้ขนาดแกนมาตรฐานโดยประมาณในขณะที่ออกแบบฟลายแบ็ค DCM 65kHz โดยอ้างอิงถึงกำลังขับ

การเลือกขนาดแกนสำหรับตัวแปลงฟลายแบ็ค

เมื่อคุณเลือกขนาดแกนเสร็จเรียบร้อยแล้วก็ถึงเวลาเลือกกระสวยที่ถูกต้องซึ่งสามารถหาได้ตามแผ่นข้อมูลหลัก คุณสมบัติเพิ่มเติมของไส้กระสวยเช่นจำนวนพินตัวยึด PCB หรือ SMD การวางตำแหน่งแนวนอนหรือแนวตั้งทั้งหมดนี้อาจต้องได้รับการพิจารณาว่าเป็นการออกแบบที่ต้องการ

วัสดุหลักก็มีความสำคัญเช่นกันและต้องเลือกตามความถี่ความหนาแน่นของฟลักซ์แม่เหล็กและการสูญเสียแกน

ในการเริ่มต้นคุณสามารถลองใช้ตัวเลือกที่มีชื่อ 3F3, 3C96 หรือ TP4A ได้โปรดจำไว้ว่าชื่อของวัสดุหลักที่มีอยู่อาจแตกต่างกันไปสำหรับประเภทที่เหมือนกันขึ้นอยู่กับการผลิตเฉพาะ

วิธีการคำนวณการเลี้ยวหรือการคดเคี้ยวหลักขั้นต่ำ

โดยที่คำว่า Bmax หมายถึงความหนาแน่นของฟลักซ์สูงสุดในการทำงาน Lpri จะบอกคุณเกี่ยวกับการเหนี่ยวนำหลัก Ipri จะกลายเป็นกระแสไฟฟ้าสูงสุดหลักในขณะที่ Ae ระบุพื้นที่หน้าตัดของประเภทแกนที่เลือก

ต้องจำไว้ว่า Bmax ไม่ควรได้รับอนุญาตให้เกินความหนาแน่นของฟลักซ์อิ่มตัว (Bsat) ตามที่ระบุไว้ในแผ่นข้อมูลของวัสดุหลัก คุณอาจพบความแปรปรวนเล็กน้อยใน Bsat สำหรับแกนเฟอร์ไรต์ขึ้นอยู่กับข้อกำหนดเช่นประเภทวัสดุและอุณหภูมิอย่างไรก็ตามส่วนใหญ่จะมีค่าใกล้เคียงกับ 400mT

หากคุณไม่พบข้อมูลอ้างอิงโดยละเอียดคุณอาจใช้ Bmax 300mT แม้ว่าการเลือก Bmax ที่สูงขึ้นอาจช่วยในการลดจำนวนรอบหลักและการนำไฟฟ้าที่ต่ำลง แต่การสูญเสียแกนกลางอาจเพิ่มขึ้นอย่างมีนัยสำคัญ พยายามปรับให้เหมาะสมระหว่างค่าของพารามิเตอร์เหล่านี้เพื่อให้การสูญเสียแกนและการสูญเสียทองแดงทั้งสองอยู่ในขอบเขตที่ยอมรับได้

ขั้นตอนที่ 6:

วิธีคำนวณจำนวนรอบของเอาต์พุตรองหลัก (Ns) และเอาต์พุตเสริมอื่น ๆ (Naux)

เพื่อที่จะ กำหนดรอบรอง อันดับแรกเราต้องหาอัตราส่วนเทิร์น (n) ซึ่งสามารถคำนวณได้โดยใช้สูตรต่อไปนี้:

คำนวณจำนวนรอบของเอาต์พุตรองหลัก (Ns) และเอาต์พุตเสริมอื่น ๆ (Naux)

โดยที่ Np คือเทิร์นหลักและ Ns คือจำนวนรอบรอง Vout หมายถึงแรงดันไฟฟ้าขาออกและ VD จะบอกเราเกี่ยวกับแรงดันตกคร่อมไดโอดรอง

สำหรับการคำนวณรอบสำหรับเอาต์พุตเสริมสำหรับค่า Vcc ที่ต้องการสามารถใช้สูตรต่อไปนี้:

การคำนวณรอบสำหรับเอาต์พุตเสริม

ขดลวดเสริมมีความสำคัญอย่างยิ่งในตัวแปลงฟลายแบ็คทั้งหมดสำหรับการจัดหาแหล่งจ่ายเริ่มต้นเริ่มต้นให้กับ IC ควบคุม โดยปกติแหล่งจ่าย VCC นี้จะใช้สำหรับเปิด IC สวิตชิ่งที่ด้านหลักและสามารถแก้ไขได้ตามค่าที่ระบุในแผ่นข้อมูลของ IC หากการคำนวณให้ค่าที่ไม่ใช่จำนวนเต็มให้ปัดเศษโดยใช้ค่าจำนวนเต็มด้านบนเหนือจำนวนที่ไม่ใช่จำนวนเต็มนี้

วิธีคำนวณขนาดลวดสำหรับขดลวดเอาต์พุตที่เลือก

ในการคำนวณขนาดลวดอย่างถูกต้องสำหรับขดลวดหลาย ๆ ขดก่อนอื่นเราต้องหาข้อมูลจำเพาะปัจจุบัน RMS สำหรับขดลวดแต่ละเส้น

อาจทำได้ด้วยสูตรต่อไปนี้:

ในฐานะที่เป็นจุดเริ่มต้นความหนาแน่นกระแส 150 ถึง 400 ล้านวงกลมต่อแอมแปร์สามารถใช้เพื่อกำหนดเกจของสายไฟ ตารางต่อไปนี้แสดงข้อมูลอ้างอิงสำหรับการเลือกเกจสายไฟที่เหมาะสมโดยใช้ 200M / A ตามค่าปัจจุบัน RMS นอกจากนี้ยังแสดงเส้นผ่านศูนย์กลางของเส้นลวดและฉนวนพื้นฐานสำหรับมาตรวัดต่างๆของสายทองแดงเคลือบซุปเปอร์

เครื่องวัดลวดที่แนะนำของ flyback ตาม RMS ปัจจุบัน

ขั้นตอนที่ 8:

พิจารณาการสร้างหม้อแปลงและการออกแบบขดลวดซ้ำ

หลังจากที่คุณกำหนดพารามิเตอร์หม้อแปลงที่กล่าวถึงข้างต้นเสร็จสิ้นแล้วสิ่งสำคัญคือต้องประเมินว่าจะพอดีกับขนาดเส้นลวดและจำนวนรอบภายในขนาดแกนหม้อแปลงที่คำนวณได้อย่างไรและไส้กระสวยที่ระบุ เพื่อให้ได้สิทธินี้อย่างเหมาะสมการทำซ้ำหรือการทดลองหลายครั้งอาจจำเป็นสำหรับการปรับคุณสมบัติหลักให้เหมาะสมโดยอ้างอิงกับเกจสายและจำนวนรอบ

รูปต่อไปนี้ระบุพื้นที่คดเคี้ยวสำหรับที่กำหนด แกน EE . ด้วยการอ้างอิงความหนาของเส้นลวดที่คำนวณได้และจำนวนรอบของการม้วนแต่ละครั้งอาจเป็นไปได้ที่จะประมาณโดยประมาณว่าขดลวดจะพอดีกับพื้นที่คดเคี้ยวที่มีอยู่ (w และ h) หรือไม่ หากขดลวดไม่รองรับพารามิเตอร์ตัวใดตัวหนึ่งจากจำนวนรอบเกจสายไฟหรือขนาดแกนหรือมากกว่า 1 พารามิเตอร์อาจต้องมีการปรับแต่งบางอย่างจนกว่าขดลวดจะพอดีที่สุด

พื้นที่คดเคี้ยวสำหรับแกน EE ที่กำหนด

เค้าโครงที่คดเคี้ยวมีความสำคัญเนื่องจากประสิทธิภาพการทำงานและความน่าเชื่อถือของหม้อแปลงขึ้นอยู่กับมันอย่างมีนัยสำคัญ ขอแนะนำให้ใช้โครงร่างแบบแซนวิชหรือโครงสร้างสำหรับขดลวดเพื่อ จำกัด การรั่วไหลของตัวเหนี่ยวนำดังที่ระบุในรูปที่ 5

นอกจากนี้เพื่อให้เป็นไปตามกฎความปลอดภัยสากลการออกแบบจะต้องมีฉนวนกันความร้อนที่เพียงพอตลอดทั้งชั้นประถมศึกษาและมัธยมศึกษาของขดลวด สิ่งนี้อาจมั่นใจได้โดยการใช้โครงสร้างขอบแผลหรือโดยใช้ลวดทุติยภูมิที่มีการหุ้มฉนวนสามชั้นดังแสดงในรูปต่อไปนี้

โครงร่างขดลวดระหว่างประเทศของหม้อแปลง flyback

การใช้ลวดหุ้มฉนวนสามชั้นสำหรับขดลวดทุติยภูมิกลายเป็นตัวเลือกที่ง่ายกว่าสำหรับการยืนยันกฎหมายความปลอดภัยระหว่างประเทศที่เกี่ยวข้องกับการออกแบบ SMPS ของฟลายแบ็คอย่างรวดเร็ว อย่างไรก็ตามสายไฟเสริมดังกล่าวอาจมีความหนาสูงกว่าเล็กน้อยเมื่อเทียบกับรุ่นปกติที่บังคับให้ขดลวดใช้พื้นที่มากขึ้นและอาจต้องใช้ความพยายามเพิ่มเติมเพื่อรองรับภายในกระสวยที่เลือก

ขั้นตอนที่ 9

วิธีการออกแบบวงจรแคลมป์หลัก

ในลำดับการสลับสำหรับช่วงเวลาปิดของ mosfet การขัดขวางไฟฟ้าแรงสูงในรูปแบบของการเหนี่ยวนำการรั่วไหลจะถูกส่งผ่านท่อระบายน้ำ / แหล่งที่มาของ mosfet ซึ่งอาจส่งผลให้เกิดการพังทลายของหิมะถล่มและในที่สุดก็สร้างความเสียหายให้กับ mosfet

ในการตอบโต้นี้วงจรหนีบมักจะถูกกำหนดค่าผ่านขดลวดปฐมภูมิซึ่งจะ จำกัด การขัดขวางที่สร้างขึ้นให้เป็นค่าที่ต่ำกว่าที่ปลอดภัยในทันที

คุณจะพบการออกแบบวงจรหนีบสองสามแบบที่อาจรวมเข้าด้วยกันเพื่อจุดประสงค์นี้ดังแสดงในรูปต่อไปนี้

วงจรแคลมป์หลักของ flyback

ได้แก่ แคลมป์ RCD และแคลมป์ไดโอด / ซีเนอร์ซึ่งตัวหลังนั้นง่ายต่อการกำหนดค่าและใช้งานมากกว่าตัวเลือกแรก ในวงจรแคลมป์นี้เราใช้ไดโอดเรียงกระแสร่วมกันและซีเนอร์ไดโอดแรงดันสูงเช่น TVS (ตัวป้องกันแรงดันไฟฟ้าชั่วคราว) สำหรับการหนีบป้องกันไฟกระชาก

ฟังก์ชั่นของ ซีเนอร์ไดโอด คือการคลิปหรือ จำกัด แรงดันไฟฟ้าที่ขัดขวางอย่างมีประสิทธิภาพจนกว่าแรงดันไฟฟ้ารั่วจะถูกตัดผ่านซีเนอร์ไดโอดอย่างเต็มที่ ข้อได้เปรียบของแคลมป์ซีเนอร์ไดโอดคือวงจรจะเปิดใช้งานและแคลมป์ก็ต่อเมื่อค่ารวมของ VR และ Vspike เกินข้อกำหนดการแยกย่อยของซีเนอร์ไดโอดและในทางกลับกันตราบใดที่สไปค์ต่ำกว่าการสลายซีเนอร์หรือระดับที่ปลอดภัย แคลมป์อาจไม่ทริกเกอร์เลยไม่ปล่อยให้มีการกระจายพลังงานที่ไม่จำเป็น

วิธีเลือก Clamping Diode / Zener Rating

ควรเป็นสองเท่าของค่า VR ของแรงดันไฟฟ้าที่สะท้อนกลับหรือแรงดันไฟฟ้าขัดขวางที่สันนิษฐานไว้
ไดโอดเรียงกระแสควรจะฟื้นตัวเร็วเป็นพิเศษหรือไดโอดชนิด Schottky ที่มีพิกัดสูงกว่าแรงดันไฟฟ้ากระแสตรงสูงสุด

ตัวเลือกอื่นของการจับยึดประเภท RCD มีข้อเสียคือทำให้ dv / dt ของ MOSFET ช้าลง ที่นี่พารามิเตอร์ความต้านทานของตัวต้านทานมีความสำคัญในขณะที่ จำกัด แรงดันไฟฟ้าขัดขวาง หากเลือก Rclamp ที่มีค่าต่ำจะช่วยปรับปรุงการป้องกันการขัดขวาง แต่อาจเพิ่มการกระจายและสิ้นเปลืองพลังงาน ในทางกลับกันหากเลือก Rclamp ที่มีค่าสูงกว่าจะช่วยลดการกระจายตัวให้น้อยที่สุด แต่อาจไม่ได้ผลใน ปราบปรามแหลม .

อ้างถึงรูปด้านบนเพื่อให้แน่ใจว่า VR = Vspike สามารถใช้สูตรต่อไปนี้ได้

สูตร flyback Rclamp

โดยที่ Lleak หมายถึงการเหนี่ยวนำของหม้อแปลงและสามารถพบได้โดยการลัดวงจรข้ามขดลวดทุติยภูมิหรืออีกวิธีหนึ่งอาจรวมกฎของค่าหัวแม่มือโดยใช้ 2 ถึง 4% ของค่าการเหนี่ยวนำหลัก

ในกรณีนี้ Cclamp ตัวเก็บประจุควรมีขนาดใหญ่มากเพื่อยับยั้งการเพิ่มขึ้นของแรงดันไฟฟ้าในช่วงระยะเวลาการดูดซับของพลังงานรั่ว

ค่าของ Cclamp สามารถเลือกได้ระหว่าง 100pF ถึง 4.7nF พลังงานที่เก็บอยู่ภายในตัวเก็บประจุนี้จะถูกปล่อยออกและรีเฟรชโดย Rclamp อย่างรวดเร็วในระหว่างรอบการเปลี่ยน eacj

ขั้นตอนที่ 10

วิธีการเลือก Output Rectifier Diode

ซึ่งอาจคำนวณได้โดยใช้สูตรที่แสดงด้านบน

ตรวจสอบให้แน่ใจว่าได้เลือกข้อมูลจำเพาะเช่นแรงดันย้อนกลับสูงสุดหรือ VRRM ของไดโอดไม่น้อยกว่า 30% ของ VRVdiode และตรวจสอบให้แน่ใจว่า IF หรือข้อมูลจำเพาะของกระแสหิมะถล่มไปข้างหน้านั้นสูงกว่า IsecRMS อย่างน้อย 50% ควรใช้ไดโอด Schottky เพื่อลดการสูญเสียการนำไฟฟ้า

ด้วยวงจร DCM กระแสไฟฟ้าสูงสุดของ Flyback อาจสูงดังนั้นลองเลือกไดโอดที่มีแรงดันไฟฟ้าไปข้างหน้าต่ำกว่าและมีข้อกำหนดกระแสไฟที่ค่อนข้างสูงกว่าโดยคำนึงถึงระดับประสิทธิภาพที่ต้องการ

ขั้นตอนที่ 11

วิธีเลือกค่าตัวเก็บประจุเอาต์พุต

การเลือกไฟล์ ตัวเก็บประจุเอาต์พุตที่คำนวณได้อย่างถูกต้อง ในขณะที่การออกแบบฟลายแบ็คอาจมีความสำคัญอย่างยิ่งเนื่องจากในโทโพโลยีของฟลายแบ็คที่เก็บพลังงานอุปนัยไม่สามารถใช้งานได้ระหว่างไดโอดและตัวเก็บประจุซึ่งหมายความว่าต้องคำนวณค่าตัวเก็บประจุโดยพิจารณา 3 เกณฑ์ที่สำคัญ:

1) ความจุ
2) ESR
3) RMS ปัจจุบัน

ค่าต่ำสุดที่เป็นไปได้สามารถระบุได้ขึ้นอยู่กับฟังก์ชันของแรงดันไฟฟ้าระลอกสูงสุดถึงจุดสูงสุดที่ยอมรับได้และอาจระบุผ่านสูตรต่อไปนี้:

โดยที่ Ncp หมายถึงจำนวนพัลส์สัญญาณนาฬิกาด้านหลักที่ต้องการโดยข้อเสนอแนะการควบคุมสำหรับการควบคุมหน้าที่จากค่าสูงสุดและต่ำสุดที่ระบุ โดยทั่วไปอาจต้องใช้รอบการสลับประมาณ 10 ถึง 20 รอบ
Iout หมายถึงกระแสเอาต์พุตสูงสุด (Iout = Poutmax / Vout)

ในการระบุค่า RMS สูงสุดสำหรับตัวเก็บประจุเอาต์พุตให้ใช้สูตรต่อไปนี้:

ค่า RMS สูงสุดสำหรับตัวเก็บประจุเอาต์พุต

สำหรับความถี่สวิตชิ่งสูงที่ระบุของฟลายแบ็คกระแสไฟฟ้าสูงสุดสูงสุดจากด้านทุติยภูมิของหม้อแปลงจะสร้างแรงดันไฟฟ้าระลอกสูงที่สอดคล้องกันซึ่งกำหนดไว้ใน ESR ที่เท่ากันของตัวเก็บประจุเอาท์พุท เมื่อพิจารณาถึงสิ่งนี้จะต้องตรวจสอบให้แน่ใจว่าอัตรา ESRmax ของตัวเก็บประจุไม่เกินความสามารถกระแสกระเพื่อมที่ยอมรับได้ของตัวเก็บประจุ

การออกแบบขั้นสุดท้ายอาจรวมถึงพิกัดแรงดันไฟฟ้าที่ต้องการและความสามารถในการกระเพื่อมของตัวเก็บประจุตามอัตราส่วนที่แท้จริงของแรงดันไฟฟ้าขาออกและกระแสของฟลายแบ็คที่เลือก

ตรวจสอบให้แน่ใจว่าไฟล์ ค่า ESR ถูกกำหนดจากแผ่นข้อมูลตามความถี่ที่สูงกว่า 1kHz ซึ่งโดยทั่วไปอาจถือว่าอยู่ระหว่าง 10kHz ถึง 100kHz

เป็นเรื่องน่าสนใจที่จะทราบว่าตัวเก็บประจุแบบเดี่ยวที่มีข้อมูลจำเพาะ ESR ต่ำอาจเพียงพอที่จะควบคุมการกระเพื่อมของเอาต์พุตได้ คุณสามารถลองรวมฟิลเตอร์ LC ขนาดเล็กเพื่อให้กระแสไฟฟ้าสูงสุดสูงขึ้นโดยเฉพาะอย่างยิ่งหากฟลายแบ็คได้รับการออกแบบให้ทำงานกับโหมด DCM ซึ่งอาจรับประกันการควบคุมแรงดันกระเพื่อมที่เอาต์พุตได้ดีพอสมควร

ขั้นตอนที่ 12

ข้อพิจารณาที่สำคัญเพิ่มเติม:

A) วิธีเลือกแรงดันและพิกัดกระแสสำหรับวงจรเรียงกระแสบริดจ์ด้านหลัก

เลือกแรงดันและพิกัดกระแสสำหรับวงจรเรียงกระแสบริดจ์ด้านหลัก

สามารถทำได้ผ่านสมการข้างต้น

ในสูตรนี้ PF ย่อมาจากตัวประกอบกำลัง ของแหล่งจ่ายไฟเราสามารถใช้ 0.5 ในกรณีที่การอ้างอิงที่เหมาะสมไม่สามารถเข้าถึงได้ สำหรับวงจรเรียงกระแสแบบบริดจ์ให้เลือกไดโอดหรือโมดูลที่มีอัตราแอมป์เดินหน้ามากกว่า IACRMS 2 เท่า สำหรับพิกัดแรงดันไฟฟ้าสามารถเลือกได้ที่ 600V สำหรับข้อกำหนดอินพุต AC สูงสุด 400V

B) วิธีเลือก Current Sense Resistor (Rsense):

อาจคำนวณได้ด้วยสมการต่อไปนี้ ตัวต้านทานการตรวจจับ Rsense ถูกรวมเข้าด้วยกันเพื่อตีความกำลังสูงสุดที่เอาต์พุตของฟลายแบ็ค ค่า Vcsth สามารถกำหนดได้โดยอ้างถึงแผ่นข้อมูล IC คอนโทรลเลอร์ Ip (สูงสุด) หมายถึงกระแสหลัก

C) การเลือก VCC ของตัวเก็บประจุ:

ที่ดีที่สุด ค่าความจุ เป็นสิ่งสำคัญอย่างยิ่งสำหรับตัวเก็บประจุอินพุตเพื่อแสดงช่วงเวลาเริ่มต้นที่เหมาะสม โดยปกติค่าใด ๆ ระหว่าง 22uF ถึง 47uF จะทำงานได้ดี อย่างไรก็ตามหากเลือกให้ต่ำกว่านี้มากอาจส่งผลให้เกิด 'แรงดันไฟฟ้าต่ำกว่า' ที่ตัวควบคุม IC ก่อนที่ Vcc จะสามารถพัฒนาโดยตัวแปลงได้ ในทางตรงกันข้ามค่าความจุที่มากขึ้นอาจส่งผลให้เวลาเริ่มต้นของตัวแปลงล่าช้าโดยไม่พึงปรารถนา

นอกจากนี้ตรวจสอบให้แน่ใจว่าตัวเก็บประจุนี้มีคุณภาพดีที่สุดมีคุณสมบัติ ESR และกระแสไฟกระเพื่อมที่ดีมากเทียบเท่ากับเอาต์พุต ข้อกำหนดของตัวเก็บประจุ . ขอแนะนำอย่างยิ่งให้เชื่อมต่อตัวเก็บประจุที่มีค่าน้อยกว่าอีกตัวหนึ่งตามลำดับ 100nF ขนานกับตัวเก็บประจุที่กล่าวถึงข้างต้นและใกล้เคียงกับ Vcc / พินกราวด์ของคอนโทรลเลอร์ IC ให้มากที่สุด

D) การกำหนดค่าลูปคำติชม:

การชดเชยลูปข้อเสนอแนะกลายเป็นสิ่งสำคัญในการหยุดการสร้างการสั่น การกำหนดค่าการชดเชยลูปอาจทำได้ง่ายกว่าสำหรับฟลายแบ็คโหมด DCM มากกว่า CCM เนื่องจากไม่มี 'ครึ่งระนาบด้านขวาเป็นศูนย์' ในระยะกำลังจึงไม่มีการเรียกค่าชดเชย

การกำหนดค่า Flyback Feedback Loop

ดังที่ระบุไว้ข้างต้น RC ที่ตรงไปตรงมา (Rcomp, Ccomp) ส่วนใหญ่เพียงพอแล้วที่จะรักษาเสถียรภาพที่ดีในวง โดยทั่วไปค่า Rcomp อาจเลือกได้ตั้งแต่ 1K ถึง 20K ในขณะที่ Ccomp อาจอยู่ในช่วง 100nF และ 470pF

นี่เป็นการสรุปการอภิปรายอย่างละเอียดของเราเกี่ยวกับวิธีการออกแบบและคำนวณตัวแปลงฟลายแบ็คหากคุณมีข้อเสนอแนะหรือคำถามใด ๆ คุณสามารถระบุไว้ในช่องแสดงความคิดเห็นต่อไปนี้คำถามของคุณจะได้รับการตอบกลับโดยเร็ว

มารยาท: Infineon




คู่ของ: ตัวบ่งชี้ระดับน้ำไร้สายอัลตราโซนิก - พลังงานแสงอาทิตย์ ถัดไป: ทำความเข้าใจกับตัวควบคุม PID